本发明公开了一种补偿零点动态调整的线性稳压器,包括误差放大模块、缓冲模块、功率模块、反馈电阻模块、负载追踪模块、频率补偿模块和负载电容。本发明线性稳压器,内部用于频率补偿的零点的位置能够跟随负载电流的变化做调整,当负载电流较小时,输出极点的频率较低,补偿零点的频率也较低,随着负载电流增大,输出极点往高频移动,补偿零点也往高频移动,补偿零点动态地抵消输出极点,从而使得环路能够在较宽的负载电流范围内保持稳定。本发明线性稳压器的稳定性不依赖于负载电容的ESR,因此负载电容可以选择价格便宜、体积小的陶瓷电容。同时本发明线性稳压器具有良好的电源抑制特性和噪声特性,能够满足高性能的模拟电路的供电需求。
1.一种补偿零点动态调整的线性稳压器,其特征在于:包括误差放大模块、缓冲模块、功率模块、反馈电阻模块、负载追踪模块、频率补偿模块和负载电容,所述缓冲模块、所述功率模块、所述负载追踪模块和所述频率补偿模块依次相连,所述误差放大模块连接所述缓冲模块的输入端,所述反馈电阻模块连接所述误差放大模块的输入端以及所述功率模块的输出端,所述负载电容的一端连接所述功率模块的输出端,所述负载电容的另一端接地,所述误差放大模块用于放大环路反馈电压与参考电压之间的误差,所述缓冲模块用于防止所述功率模块输入端出现低频极点,所述功率模块用于输出负载电流并对负载电压进行稳压调整,所述负载追踪模块用于检测所述负载电流,所述频率补偿模块用于构造补偿零点,并根据所述负载追踪模块的检测结果调整补偿零点位置,所述反馈电阻模块用于确定输出电压与所述参考电压的比值,所述负载电容用于对所述输出电压进行滤波降噪。
2.根据权利要求1所述的补偿零点动态调整的线性稳压器,其特征在于:所述误差放大模块设为跨导放大器。
3.根据权利要求1所述的补偿零点动态调整的线性稳压器,其特征在于:所述缓冲模块设为源极跟随器。
4.根据权利要求1所述的补偿零点动态调整的线性稳压器,其特征在于:所述功率模块设为第一场效应管。
5.根据权利要求1所述的补偿零点动态调整的线性稳压器,其特征在于:所述频率补偿模块由一个电容串联一个电阻构成。
6.根据权利要求4所述的补偿零点动态调整的线性稳压器,其特征在于:所述负载追踪模块设为第一场效应管的镜像场效应管。
7.根据权利要求1所述的补偿零点动态调整的线性稳压器,其特征在于:所述反馈电阻模块包括两个串联的电阻。技术领域
本发明涉及稳压器技术领域,具体涉及一种补偿零点动态调整的线性稳压器。
背景技术
目前的便携式电子设备通常采用锂电池供电。科学的电源管理能够充分地发挥电子设备的性能,节省功耗,延长电池的续航时间。锂电池充满电时,电压约为4.2V,放电结束时,电压则在3V以下。在锂电池整个放电周期中,大幅度的电压波动会影响某些电路的正常工作。因此,电源管理系统中必须引入稳压电路(regulator)。通常使用的稳压电路有两种,分别为开关电源转换器(Switching-Modexa0Powerxa0Converter,简称SMPC)和低压降线性稳压器(Low-Dropoutxa0Regulator简称LDO)。开关电源转换器效率高,能够降压也能升压,但由于输出噪声大,不能满足高性能模拟电路的应用要求。低压降线性稳压器能够提供精确、低噪声的电源输出,在便携式电子设备中得到广泛的应用。LDO的反馈环路中通常会存在两个低频极点,分别位于输出端和功率管的栅极,这就需要引入低频的零点对LDO的环路进行补偿。传统的LDO设计,利用负载电容及其自身的ESR(Equivalentxa0Seriesxa0Resistance,等效串联电阻)构造一个零点,以补偿环路的次极点,达到环路稳定的目的。负载电容的ESR大小范围有要求,超出这个范围,LDO的稳定性则无法保障。这就对电容的选取增加了限制,往往需要选用ESR较大的钽电容,而钽电容的价格相对比较昂贵,体积较大。更值得注意的一个问题是,通过ESR构造的零点在频域上的位置是固定不变的。随着技术的发展,越来越复杂的电子产品,要求LDO提供更大的负载电流。更大的负载变化范围,使得LDO环路输出极点的位置发生大幅度的转移,甚至会导致主极点和次极点的位置出现对调。此时,固定的ESR零点无法满足频率补偿的要求,环路会变得不稳定。
发明内容
本发明要解决的技术问题在于,针对现有技术的不足,提供一种补偿零点动态调整的线性稳压器,克服现有技术的线性稳压器利用电容及其等效串联电阻构造补偿零点,补偿零点的频率固定,无法满足频率补偿要求的缺陷。本发明为解决上述技术问题所采用的技术方案为:一种补偿零点动态调整的线性稳压器,包括误差放大模块、缓冲模块、功率模块、反馈电阻模块、负载追踪模块、频率补偿模块和负载电容,所述缓冲模块、所述功率模块、所述负载追踪模块和所述频率补偿模块依次相连,所述误差放大模块连接所述缓冲模块的输入端,所述反馈电阻模块连接所述误差放大模块的输入端以及所述功率模块的输出端,所述负载电容的一端连接所述功率模块的输出端,所述负载电容的另一端接地,所述误差放大模块用于放大环路反馈电压与参考电压之间的误差,所述缓冲模块用于防止所述功率模块输入端出现低频极点,所述功率模块用于输出负载电流并对负载电压进行稳压调整,所述负载追踪模块用于检测所述负载电流,所述频率补偿模块用于构造补偿零点,并根据所述负载追踪模块的检测结果调整补偿零点位置,所述反馈电阻模块用于确定输出电压与所述参考电压的比值,所述负载电容用于对所述输出电压进行滤波降噪。根据本发明的实施例,所述误差放大模块设为跨导放大器。根据本发明的实施例,所述缓冲模块设为源极跟随器。根据本发明的实施例,所述功率模块设为第一场效应管。根据本发明的实施例,所述频率补偿模块由一个电容串联一个电阻构成。根据本发明的实施例,所述负载追踪模块设为第一场效应管的镜像场效应管。根据本发明的实施例,所述反馈电阻模块包括两个串联的电阻。实施本发明的技术方案,具有以下有益效果:本发明提出的线性稳压器,内部用于频率补偿的零点的位置能够跟随负载电流的变化做调整,当负载电流较小时,输出极点的频率较低,补偿零点的频率也较低,随着负载电流增大,输出极点往高频移动,补偿零点也往高频移动,补偿零点动态地抵消输出极点的变化,从而使得环路能够在较宽的负载电流范围内保持稳定。本发明线性稳压器的稳定性不依赖于负载电容的ESR,因此负载电容可以选择价格便宜、体积小的陶瓷电容。同时本发明线性稳压器具有良好的电源抑制特性和噪声特性,能够满足高性能的模拟电路的供电需求。
附图说明
下面通过参考附图并结合实例具体地描述本发明,本发明的优点和实现方式将会更加明显,其中附图所示内容仅用于对本发明的解释说明,而不构成对本发明的任何意义上的限制,在附图中:图1为本发明线性稳压器电路模块示意图;图2为本发明实施例的电路图;图3为本发明实施例的小信号等效电路图;图4为本发明实施例的幅频特性图和相频特性图。
具体实施方式
如图1、图2、图3和图4所示,一种补偿零点动态调整的线性稳压器,包括误差放大模块、缓冲模块、功率模块、反馈电阻模块、负载追踪模块、频率补偿模块和负载电容,缓冲模块、功率模块、负载追踪模块和频率补偿模块依次相连,误差放大模块连接缓冲模块的输入端,反馈电阻模块连接误差放大模块的输入端以及功率模块的输出端,负载电容的一端连接功率模块的输出端,负载电容的另一端接地,误差放大模块用于放大环路反馈电压与参考电压之间的误差,缓冲模块用于防止功率模块输入端出现低频极点,功率模块用于输出负载电流并对负载电压进行稳压调整,负载追踪模块用于检测负载电流,频率补偿模块用于构造补偿零点,并根据负载追踪模块的检测结果调整补偿零点位置,所述反馈电阻模块用于确定所述输出电压与所述参考电压的比值,负载电容用于对所述输出电压进行滤波降噪。根据本发明的实施例,误差放大模块设为跨导放大器。缓冲模块设为源极跟随器。功率模块设为第一场效应管。频率补偿模块由一个电容串联一个电阻构成。负载追踪模块设为第一场效应管的镜像场效应管。反馈电阻模块包括两个串联的电阻。如图1所示,误差放大模块检测环路中反馈电压V_fb与参考电压V_ref之间的误差并将其放大,是整个环路中最主要的增益来源,其输出阻抗一般比较高。缓冲模块的引入,避免高输出阻抗的误差放大模块与功率模块直接连接,使得功率模块的控制节点(图1中B点)不会出现低频极点。功率模块是负载电流从电源端(图1中ldoin端)流到输出端(图1中ldoout端)的唯一通道,其调整作用能够使得输出电压稳定在目标值。负载追踪模块,能够检测流经功率模块的负载电流状况,为零极点的追踪补偿提供依据。频率补偿模块在误差放大模块的输出端(图1中A点)与电源或地之间形成信号的交流通路,从而构造出一个补偿零点,并根据负载追踪模块的检测结果,动态地调整补偿零点的位置,使得LDO环路能在大幅度的负载范围内保持稳定。反馈电阻模块决定输出电压和参考电压V_ref之间的算术关系,从而确定输出电压值。负载电容用于给输出电压进行滤波降噪。图2为本发明的优选实施例。误差放大模块由M₂、M₄、M₅、M₆、M₇、M₈、M₉、M₁₀、M₁₁、M₁₂和M₁₃构成的带有增益提高的跨导放大器(OTA)来实现。其中M₄和M₅为输入对管,把输入电压信号转换为电流信号;M₆和M₉为负载管,把电流信号转换为放大后的电压信号。M₇和M₈为增益提高管,使得跨导放大器能够实现更高的增益。M₁₀、M₁₁、M₁₂和M₁₃构成第二级的推挽输出,使得跨导放大器的输出动态范围尽可能地宽。缓冲模块由M₃和M₁₄组成的普通源极跟随器实现。功率模块由大尺寸的M_power管充当,其电阻的大小影响着LDO的驱动能力。频率补偿模块由电容C_C、电阻R_C"构成,负载追踪模块由M_power管的镜像管M_s实现。于是,A点与电源之间形成一条信号的交流通路(图2的虚线方向),从而构造出一个补偿零点,零点的位置跟随M_s的线性电阻R_C′′变化,从而追踪负载电流的变化。R_f1和R_f2构成了反馈电阻模块,从而确定输出电压为ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="296"/>C_L为负载电容,R_esr为其ESR电阻。R_bonding为金属压焊线的电阻。R_L为负载电阻。图3为本发明优选实施例中LDO环路的小信号等效电路图。其中g_m1为误差放大模块的跨导,g_mp为功率模块的跨导;C₁为缓冲模块的输入电容,R₁为误差放大模块的输出阻抗,C_C为频率补偿模块引入的电容,R_C为频率补偿模块根据负载电流大小动态调整的电阻,其值为R_C=R_C"+R_C′′;C₂为功率模块的输入电容,R₂为缓冲模块的输出阻抗;C_L为负载电容,R_esr"为金属压焊线的电阻和负载电容ESR电阻的总和,R_oeq为输出端的等效阻抗。B为电阻反馈因子,其值为ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="244"/>LDO环路的传输函数为 T ( S ) = Tout Tin = - Bg m 1 g mp R 1 R oeq ( R C C C S + 1 ) ( R esr ′ C L S + 1 ) [ R 1 C 1 R C C C S 2 + ( R C C C + R 1 C 1 + R 1 C C ) S + 1 ] ( R 2 C 2 S + 1 ) [ ( R oqe + R esr ′ ) C L S + 1 ] ]]>从传输函数可以看出,环路有四个极点(分别命名为P₀、P₁"、P₁′′、P₂),两个零点(分别命名为Z₀、Z₁)。其中, P 0 = 1 ( R oeq + R esr ′ ) C L ≈ 1 R oeq C L , P 2 = 1 R 2 C 2 , ]]> Z 0 = 1 R esr ′ C L , Z 1 = 1 R C C C ]]>P₁"和P₁′′为方程R₁C₁R_CC_CS²+(R_CC_C+R₁C₁+R₁C_C)S+1=0的两个实根,定义P₁"<P₁′′。通常情况下,可以近似求得, P 1 ′ = 1 R 1 ( C 1 + C C ) , P 1 ′ ′ = C 1 + C C R C C 1 C C ]]>可见,频率补偿模块的引入,使得误差放大模块输出端原来的极点P₁,分裂成两个极点P₁"和P₁′′,同时引入一个零点Z₁。其中,P₁"位于低频,P₁′′位于高频,Z₁位于这两极点之间的频段,并且Z₁和P₁′′随着负载电流变大往高频方向移动。这些零极点分布的大小关系为(P₀、P₁")<Z₁<(P₂、Z₀、P₁′′)。其中,P₀与P₁"之间的大小关系随负载电流的变化而改变。轻负载时候,P₀<P₁",P₀为主极点;重负载时候,P₁"<P₀,P₁"为主极点。P₂、Z₀和P₁′′位于比较高的频率,它们之间的大小关系跟负载电容、ESR以及负载电流有关,但一般不影响LDO环路的稳定性。图4是本发明的优选实施例中LDO环路幅频特性图和相频特性图,图上分别绘出了轻负载(虚线)和重负载(实线)的零极点位置分布。随着负载电流的变化,输出极点P₀的位置发生较大的变动,补偿零点Z₁的位置也往相同方向做出调整,从而使得环路有足够的相位裕度保持稳定。本发明的电源抑制特性(PSR)可以用以下公式来描述, PSR = v out v dd = ( 1 - A P 1 A 1 B + 1 g mp r dsp · 1 A 1 B ) , ]]>其中,A₁为误差放大模块的增益,ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="294"/>为电阻反馈因子,g_mpr_dsp为功率模块的增益,ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="214"/>为电源到功率模块控制节点的增益(A_p1≤1)。本发明的电源抑制特性可以从两个角度来优化。一是从环路增益考虑,提高误差放大模块的增益;二是通过合理设计误差放大模块,使得A_p1趋近于1,即让功率模块的控制电压跟随电源电压变化。本发明的优先实施例的误差放大模块采用带有增益提高的跨导放大器结构,同时融合了以上的两个方面,使得其具有良好的电源抑制特性,通常能达到90dB以上。LDO的输出噪声可以用以下公式描述, V n _ o 2 = ∫ f 1 f 2 [ V n _ R f 1 2 + ( R f 1 R f 2 ) 2 V n _ R f 1 2 + ( 1 B V n _ in ) 2 + ( 1 B V n _ BG ) 2 ] df ]]>其中,ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="116"/>为电阻R_f1的热噪声,ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="105"/>为误差放大模块和缓冲模块的噪声折算到误差放大模块输入端的等效输入噪声,ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="126"/>为参考电压V_ref引入的噪声,ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="299"/>为电阻反馈因子。由此可知,对于LDO的设计,有两条思路减小ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="126"/>一是,增大误差放大模块和缓冲模块中管子的尺寸(尤其是误差放大模块输入对管的尺寸),以及这两个模块的电流,从而可以降低ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="135"/>二是,等比例减小R_f1和R_f2的阻值,从而降低ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="164"/>这两条思路都会导致静态功耗的增加,需要在噪声和功耗之间折衷。本发明的优先实施例能够在静态功耗20μA~30μA的情况下,把噪声性能优化到几十μV的量级(10kHz~100kHz)。本发明可以应用于便携式电子设备中给音频、视频、RF和高精度信号检测等高性能模拟电路供电,也可以应用于其他电子系统中,给某些高性能电路模块供电。本领域技术人员不脱离本发明的实质和精神,可以有多种变形方案实现本发明,以上所述仅为本发明较佳可行的实施例而已,并非因此局限本发明的权利范围,凡运用本发明说明书及附图内容所作的等效结构变化,均包含于本发明的权利范围之内。